我們在看原理圖時，經(jīng)?？吹酱恍┬‰娮?，如22歐姆，但有時也不是一定要串。

同樣的應用中，有的串電阻，有的不串。這是什么原因?如果是高速信號線上串小電阻，那就應該是終端阻抗匹配。

簡單的例子：一個串口通訊的提示信號，當接上串口時，因為瞬間的插拔產(chǎn)生了一個很窄的電壓脈沖，如果這個脈沖直接打到GPIO口，很可能打壞芯片，但是串了一個小電阻，很容易把能力給消耗掉。如果脈沖是5mA 5.1V，那么過了30ohm后就是5v左右了。

高速信號線中才考慮使用這樣的電阻。在低頻情況下，一般是直接連接。這個電阻一般有有兩個作用，第一是阻抗匹配。

因為信號源的阻抗很低，跟信號線之間阻抗不匹配，串上一個電阻后，可改善匹配情況，以減少反射。第二是可以減少信號邊沿的陡峭程度，從而減少高頻噪聲以及過沖等。因為串聯(lián)電阻，和信號線的分布電容以及負載的輸入電容會形成一個RC等效濾波電路，這樣就會降低信號邊沿的陡峭程度。

學過高速信號理論的都應該知道，如果高速傳輸信號的邊沿很陡峭，其中就會含有大量的高頻成分，將會造成輻射干擾，另外，也容易產(chǎn)生過沖。

在SIM卡電路中，其實不加這個電阻也是不會影響SIM卡正常工作的。這個電阻主要是因為終端入網(wǎng)需要做SIM卡接口測試。SIM卡接口測試最容易出的問題就是CLK信號線上面過沖偏大。

增加小電阻可以消弱過沖。其實不一定要33R，換成47R，100R也都OK的。SIM卡的CLK頻率不會太高，一般不用串電阻來防止對外輻射影響其他信號，所以SIM卡CLK信號在LAYOUT時也沒有要求四面包地處理。

另外串聯(lián)小電阻可以增強ESD防護作用，TVS一般是利用瞬間導通釋放靜電來防護的，在TVS后面加小電阻可以起到“堵”的作用，當靜電夠猛的時候，有時候TVS還不能起到防護作用，而串聯(lián)的小電阻像是一面墻，將靜電堵住。

敏感信號線上面采用TVS加串聯(lián)小電阻的方式做ESD防護效果還不錯，深受各工程師喜愛。

信號源內阻與所接傳輸線的特性阻抗大小相等且相位相同，或傳輸線的特性阻抗與所接負載阻抗的大小相等且相位相同，分別稱為傳輸線的輸入端或輸出端處于阻抗匹配狀態(tài)，簡稱為阻抗匹配。

否則，便稱為阻抗失配。阻抗匹配impedance matching）是指信號源或者傳輸線跟負載之間的一種合適的搭配方式，主要用于傳輸線上，以此來達到所有高頻信號無損耗傳遞至負載的目的。

先從直流電壓源驅動一個負載入手。任何實際的電壓源，都是有等效內阻的，所以我們可以把一個實際電壓源，等效成一個理想的電壓源跟一個電阻r串聯(lián)的模型。

假設負載電阻為R，電源電動勢為U，內阻為r，那么我們可以計算出流經(jīng)電阻R的電流為：I=U/(R+r)，可以看出，負載電阻R越小，則輸出電流越大。

負載R上的電壓為：Uo=IR=U/[1+(r/R)]。

可以看出，負載電阻R越大，則輸出電壓Uo越高。最后再來計算一下電阻R消耗的功率為：

P = I2×R=[U/(R+r)]2×R = U2×R/(R2+2×R×r+r2)

= U2×R/[(R-r)2+4×R×r]

= U2/{[(R-r)2/R]+4×r}

對于一個給定的信號源，其內阻r是固定的，而負載電阻R則是可選擇的。

我們可以看到式中[(R-r)2/R]，當R=r時，[(R-r)2/R]可取得最小值0，這時負載電阻R上可獲得最大的輸出功率Pmax=U2/(4×r)。

即，當負載電阻跟信號源內阻相等時，負載可獲得最大的輸出功率，這就是我們常說的阻抗匹配。

當交流電路中含有容性或感性阻抗時，結論有所改變，就是需要信號源與負載阻抗的的實部相等，虛部互為相反數(shù)，這叫做共扼匹配。

在低頻電路中，我們一般不考慮傳輸線的匹配問題，只考慮信號源跟負載之間的情況，因為低頻信號的波長相對于傳輸線來說很長，傳輸線可以看成是“短線”，反射可以不考慮（可以這么理解：因為線短，即使反射回來，跟原信號還是一樣的）。

從以上分析我們可以得出結論：如果我們需要輸出電流大，則選擇小的負載R；如果我們需要輸出電壓大，則選擇大的負載R；如果我們需要輸出功率最大，則選擇跟信號源內阻匹配的電阻R。

在高頻電路中，我們還需要考慮反射的問題。當信號的頻率很高時，則信號的波長就很短，當波長短得跟傳輸線長度可以比擬時，反射信號就會疊加在原信號上，從而會改變原信號的形狀。

如果傳輸線的特征阻抗跟負載阻抗不相等（即不匹配）時，那么在負載端就會產(chǎn)生反射。為什么阻抗不匹配時會產(chǎn)生反射以及特征阻抗的求解方法，牽涉到二階偏微分方程的求解，在這里我們不細說了，有興趣的可參考電磁場與電磁波方面書籍中的傳輸線理論。

在這里需要強調一點的是，特性阻抗跟我們通常理解的電阻不是一個概念，它與傳輸線的長度無關，也不能通過使用歐姆表來測量。

為了不產(chǎn)生反射，負載阻抗跟傳輸線的特征阻抗應該相等，這就是傳輸線的阻抗匹配。如果阻抗不匹配會有什么不良后果呢？

如果不匹配，則會形成反射，造成能量不能完全傳遞過去，導致功耗增加、效率降低；會在傳輸線上形成駐波（頻率相同、傳輸方向相反的兩種波。

簡單點說，就是有些地方信號強，有些地方信號弱），從而導致傳輸線的有效功率容量降低；功率發(fā)射不出去，甚至會損壞發(fā)射設備。

如果是電路板上的高速信號線與負載阻抗不匹配時，會產(chǎn)生震蕩，輻射干擾，EMC等等。

當阻抗不匹配時，有哪些辦法讓它匹配呢？第一，我們可以考慮使用串聯(lián)/并聯(lián)電容或電感的辦法，這也是在射頻調試時常用手段。第二，可以考慮使用串聯(lián)/并聯(lián)電阻的辦法。

一些驅動器的阻抗比較低，可以串聯(lián)一個合適的電阻來跟傳輸線匹配，例如高速信號線，有時會串聯(lián)一個幾十歐姆到二三十歐姆的電阻。而一些接收器的輸入阻抗則比較高，可以使用并聯(lián)電阻的方法，來跟傳輸線匹配。

例如，485總線接收器，常在數(shù)據(jù)線終端并聯(lián)120歐的匹配電阻。

為了幫助大家理解阻抗不匹配時的反射問題，舉兩個例子：假設你在練習拳擊—打沙包。如果是一個重量合適的、硬度合適的沙包，你打上去會感覺很舒服。但是，如果哪一天我把沙包做了手腳，例如，里面換成了鐵沙，你還是用以前的力打上去，你的手可能就會受不了了。

這就是負載過重的情況，會產(chǎn)生很大的反彈力。相反，如果我把里面換成了很輕很輕的東西，你一出拳，則可能會撲空，手也可能會受不了——這就是負載過輕的情況。

淺談四層板和22歐電阻

選用四層板不僅是電源和地的問題，高速數(shù)字電路對走線的阻抗有要求，二層板不好控制阻抗，22歐電阻一般加在驅動器端，也是起阻抗匹配作用的。布線時要優(yōu)先布數(shù)據(jù)、地址線，和需要保證的高速線。

在高頻的時候，PCB板上的走線都要看成傳輸線，傳輸線是有其特征阻抗的，學過傳輸線理論的都應該知道，當傳輸線上某處出現(xiàn)阻抗突變(不匹配)時，信號通過就會發(fā)生反射，反射對原信號造成干擾，嚴重時就會影響電路的正常工作。

采用四層板時，通常外層走信號線，中間兩層分別為電源和地平面，這樣一方面隔離了兩個信號層，更重要的是外層的走線與它們所靠近的平面形成稱為“微帶”(microstrip) 的傳輸線，它的阻抗比較固定，而且可以計算，而對于兩層板就比較難以做到這樣效果。

傳輸線阻抗主要與走線的寬度、阻抗線到參考平面的距離、敷銅的厚度以及介電材料的特性有關，有許多現(xiàn)成的公式和工具可供計算。

22歐電阻通常串連放在驅動的一端(其實不一定22歐，從幾歐到五、六十歐都有，視具體電路而定) ，其作用是與發(fā)送器的輸出阻抗串連后與走線的阻抗匹配，使反射回來(假設解收端阻抗沒有匹配) 的信號不會再次反射回去(吸收掉)，這樣接收端的信號就不會受到影響接收端也可以作匹配。

這里所說的高頻，不一定是時鐘頻率很高的電路，是不是高頻不止看頻率，更重要是看信號的上升下降時間通?？梢杂蒙仙?或下降) 時間估計電路的頻率。

一般取上升時間倒數(shù)的一半，比如如果上升時間是1ns，那么它的倒數(shù)是1000MHz，也就是說在設計電路是要按500MHz的頻帶來考慮有時候要故意減慢邊緣時間，許多高速IC其驅動器的輸出斜率都是可調的。

編輯：黃飛

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