在當(dāng)今的許多細(xì)分市場(chǎng)，交錯(cuò)式模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)在許多應(yīng)用中都具有多項(xiàng)優(yōu)勢(shì)。在通信基礎(chǔ)設(shè)施中，存在著一種推動(dòng)因素，使ADC的采樣速率不斷提高，以便支持多頻段、多載波無線電，除此之外滿足DPD（數(shù)字預(yù)失真）等線性化技術(shù)中更寬的帶寬要求。在軍事和航空航天領(lǐng)域，采樣速率更高的ADC可讓多功能系統(tǒng)用于通信、電子監(jiān)控和雷達(dá)等多種應(yīng)用中——此處僅舉數(shù)例。工業(yè)儀器儀表應(yīng)用中始終需要采樣速率更高的ADC，以便充分精確地測(cè)量速度更高的信號(hào)。

首先，一定要準(zhǔn)確地了解交織型ADC是什么。要了解交錯(cuò)，最好了解一下實(shí)際發(fā)生的情況以及它是如何實(shí)現(xiàn)的。有了基本的了解后，再討論交錯(cuò)的好處。當(dāng)然，我們都知道，天下沒有免費(fèi)的午餐，因此需要充分評(píng)估和驗(yàn)證交織采樣相關(guān)的技術(shù)難點(diǎn)。

關(guān)于交錯(cuò)

若ADC為交錯(cuò)式，則兩個(gè)或兩個(gè)以上具有固定時(shí)鐘相位差關(guān)系的ADC用來同步采樣輸入信號(hào)，并產(chǎn)生組合輸出信號(hào)，使得采樣帶寬為單個(gè)ADC帶寬的數(shù)倍。利用m個(gè)ADC可讓有效采樣速率增加m倍。為簡(jiǎn)便起見并易于理解，我們重點(diǎn)考察兩個(gè)ADC的情況。這種情況下，如果兩個(gè)ADC的每一個(gè)采樣速率均為fS, 且呈交錯(cuò)式，則最終采樣速率為2× fS。這兩個(gè)ADC必須具有確定的時(shí)鐘相位差關(guān)系，才能正確交錯(cuò)。時(shí)鐘相位關(guān)系由等式1給出，其中：n是某個(gè)特定的ADC，m是ADC總數(shù)。

舉例而言，兩個(gè)ADC采樣速率均為100 MSPS且呈交錯(cuò)式，因此采樣速率為200 MSPS。此時(shí)，等式1可用來推導(dǎo)出兩個(gè)ADC的時(shí)鐘相位關(guān)系，如等式2和等式3。

注意，如果已知時(shí)鐘相位關(guān)系，便可確定不同量化值的組合輸出。圖1以圖形說明時(shí)鐘相位關(guān)系，以及兩個(gè)100 MSPS交織型ADC的樣本結(jié)構(gòu)。注意180°時(shí)鐘相位關(guān)系，以及樣本是如何交 錯(cuò)的。輸入波形也可由兩個(gè)ADC進(jìn)行采樣。在這種情況下，采用經(jīng)過2分頻的200 MHz時(shí)鐘輸入，并所需的時(shí)鐘相位發(fā)送至每個(gè)ADC，便可實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)。

圖1. 兩個(gè)交錯(cuò)式100 MSPS ADC—基本原理圖。

此概念還可以另一種方式表達(dá)，如圖2所示。通過將這兩個(gè)100MSPS ADC以交錯(cuò)方式組合，采樣速率便能增加至200 MSPS。這樣每個(gè)奈奎斯特區(qū)可以從50 MHz擴(kuò)展到100 MHz，使工作時(shí)的可 用帶寬翻倍。增加的工作帶寬可為多個(gè)市場(chǎng)領(lǐng)域的應(yīng)用帶來諸多優(yōu)勢(shì)。無線電系統(tǒng)可以增加其支持的頻段數(shù)；雷達(dá)系統(tǒng)可以增加空間分辨率；而測(cè)量設(shè)備可以實(shí)現(xiàn)更高的模擬輸入帶寬。

圖2. 兩個(gè)交錯(cuò)式100 MSPS ADC—時(shí)鐘和樣本。

交錯(cuò)的優(yōu)勢(shì)

交錯(cuò)結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì)可惠及多個(gè)細(xì)分市場(chǎng)。交織型ADC最大好處是增加了帶寬，因?yàn)锳DC的奈奎斯特帶寬更寬了。同樣，我們舉兩個(gè)100 MSPS ADC交錯(cuò)以實(shí)現(xiàn)200 MSPS采樣速率的例子。圖3顯示通過交錯(cuò)兩個(gè)ADC，可以大幅增加帶寬。這為多種應(yīng)用場(chǎng)景產(chǎn)生了諸多收益。就像蜂窩標(biāo)準(zhǔn)增加了通道帶寬和工作頻段數(shù)一樣，對(duì)ADC可用帶寬的要求也越來越高。此外，在軍事應(yīng)用中，需要更好的空間識(shí)別能力以及增加后端通信的通道帶寬，這些都要求ADC提供更高的帶寬。由于這些領(lǐng)域?qū)挼囊笤絹碓礁撸虼诵枰獪?zhǔn)確地測(cè)量這些信號(hào)。因此，為了正確地獲取和測(cè)量這些高帶寬信號(hào)，測(cè)量設(shè)備也需要更高的帶寬。很多設(shè)計(jì)中的系統(tǒng)要求其實(shí)領(lǐng)先于商用ADC技術(shù)。交錯(cuò)結(jié)構(gòu)可以彌補(bǔ)這一技術(shù)差距。

圖3. 兩個(gè)交織型ADC——奈奎斯特區(qū)。

增加采樣速率能夠?yàn)檫@些應(yīng)用提供更多的帶寬，而且頻率規(guī)劃更輕松，還能降低通常在ADC輸入端使用抗混疊濾波器時(shí)帶來的復(fù)雜性和成本。面對(duì)這些優(yōu)勢(shì)，大家一定想知道需要為此付 出什么代價(jià)。就像大多數(shù)事情一樣，天下沒有免費(fèi)的午餐。交織型ADC具有更高的帶寬和其他有用的優(yōu)勢(shì)，但在處理交織型ADC時(shí)也會(huì)帶來一些挑戰(zhàn)。

交錯(cuò)挑戰(zhàn)

在交錯(cuò)組合ADC時(shí)存在一些挑戰(zhàn)，還有一些注意事項(xiàng)。由于與交錯(cuò)ADC相關(guān)的缺陷，輸出頻譜中會(huì)出現(xiàn)雜散。這些缺陷基本上是兩個(gè)正在交錯(cuò)的ADC之間不匹配。輸出頻譜中的雜散導(dǎo)致的基本不匹配有四種。包括失調(diào)不匹配、增益不匹配、時(shí)序不匹配和帶寬不匹配。

其中最容易理解的可能是兩個(gè)ADC之間的失調(diào)不匹配。每個(gè)ADC都會(huì)有一個(gè)相關(guān)的直流失調(diào)值。當(dāng)兩個(gè)ADC交錯(cuò)并在兩個(gè)ADC之間來回交替采樣時(shí)，每個(gè)連續(xù)采樣的直流失調(diào)會(huì)發(fā)生變化。圖4 舉例說明了每個(gè)ADC如何具有自己的直流失調(diào)，以及交錯(cuò)輸出如何有效地在這兩個(gè)直流失調(diào)值之間來回切換。輸出以fS/2的速率在這些失調(diào)值之間切換，將導(dǎo)致位于fS/2的輸出頻譜中產(chǎn)生雜散。由于不匹配本身沒有頻率分量，并且僅為直流，因此出現(xiàn)在輸出頻譜中的雜散頻率僅取決于采樣頻率，并將始終出現(xiàn)fS/2在2頻率下。雜散的幅度取決于ADC之間失調(diào)不匹配的幅度。不匹配值越大，雜散值就越大。為了盡可能減少失調(diào)不匹配導(dǎo)致的雜散，不需要完全消除每個(gè)ADC中的直流失調(diào)。這樣做會(huì)濾除信號(hào)中的所有直流成分，不適合使用零中頻(ZIF)架構(gòu)的系統(tǒng)，該架構(gòu)信號(hào)成分復(fù)雜，DC量實(shí)際是有用信號(hào)。相反，更合適的技術(shù)是讓其中一個(gè)ADC的失調(diào)與另一個(gè)ADC匹配。選擇一個(gè)ADC的失調(diào)作為基準(zhǔn)，另一個(gè)ADC的失調(diào)設(shè)置為盡可能接近的值。失調(diào)值的匹配度越高，在fS/2產(chǎn)生的雜散就越低。

圖4. 失調(diào)不匹配。

交錯(cuò)時(shí)要注意的第二個(gè)不匹配是ADC之間的增益不匹配。圖5顯示了兩個(gè)交錯(cuò)式轉(zhuǎn)換器之間的增益不匹配。在這種情況下，有一個(gè)不匹配頻率分量。為了觀察這種不匹配，必須向ADC施加 信號(hào)。對(duì)于失調(diào)不匹配，無需信號(hào)即可查看兩個(gè)ADC的固有直流失調(diào)。對(duì)于增益不匹配，如果不存在信號(hào)，就無法測(cè)量增益不匹配，因而無法了解增益不匹配。增益不匹配將會(huì)產(chǎn)生與輸入頻率和采樣速率相關(guān)的輸出頻譜雜散，出現(xiàn)在fS/2 ± fIN處。為了最大程度地降低增益不匹配引起的雜散，采用了與失調(diào)不匹配類似的策略。選擇其中一個(gè)ADC的增益作為基準(zhǔn)，另一個(gè)ADC的增益設(shè)置為盡可能接近的值。每個(gè)ADC增益值的匹配度越高，輸出頻譜中產(chǎn)生的雜散就越小。

圖5. 增益不匹配。

接下來，我們必須探討兩個(gè)ADC之間的時(shí)序不匹配。時(shí)序不匹配有兩個(gè)分量：ADC模擬部分的群延遲和時(shí)鐘相位偏差。ADC中的模擬電路具有相關(guān)的群延遲，兩個(gè)ADC的群延遲值可能不同。此外還有時(shí)鐘偏斜，它也包括兩個(gè)分量：各ADC的孔徑不確定性和一個(gè)與輸入各轉(zhuǎn)換器的時(shí)鐘相位精度相關(guān)的分量。圖6以圖形說明ADC時(shí)序不匹配的機(jī)制和影響。與增益不匹配雜散相似，時(shí)序不匹配雜散也與輸入頻率和采樣速率呈函數(shù)關(guān)系，出現(xiàn)在fS/2 ± fIN處。

圖6. 時(shí)序不匹配

為了盡可能降低時(shí)序不匹配引起的雜散，需要利用合適的電路設(shè)計(jì)技術(shù)使各轉(zhuǎn)換器模擬部分的群延遲恰當(dāng)匹配。此外，時(shí)鐘路徑設(shè)計(jì)必須盡量一致以使孔徑不確定性差異最小。最后，必須精確控制時(shí)鐘相位關(guān)系，使得兩個(gè)輸入時(shí)鐘盡可能相差180°。與其他不匹配一樣，目標(biāo)是盡量消除引起時(shí)序不匹配的機(jī)制。

最后一個(gè)不匹配可能最難理解和處理：帶寬不匹配。如圖7所示，帶寬不匹配具有增益和相位/頻率分量。這使得解決帶寬不匹配問題變得更為困難，因?yàn)樗辛硗鈨蓚€(gè)不匹配參數(shù)的分量。然而，在帶寬不匹配中，我們可在不同的頻率下看到不同增益值。此外，帶寬具有時(shí)序分量，使不同頻率下的信號(hào)通過每個(gè)轉(zhuǎn)換器時(shí)具有不同的延遲。出色的電路設(shè)計(jì)和布局布線實(shí)踐是減少ADC間帶寬失配的最好方法。ADC之間的匹配越好，則產(chǎn)生的雜散就越少。正如增益和時(shí)序不匹配會(huì)導(dǎo)致在輸出頻譜的fS/2 ± fIN處產(chǎn)生雜散一樣，帶寬不匹配也會(huì)在相同頻率處產(chǎn)生雜散。

圖7. 帶寬不匹配。

現(xiàn)在我們已經(jīng)討論了交錯(cuò)ADC時(shí)引起問題的四種不同的不匹配，可以發(fā)現(xiàn)有一個(gè)共性。四個(gè)不匹配中有三個(gè)會(huì)在輸出頻譜的fS/2 ± fIN處產(chǎn)生雜散。失調(diào)不匹配雜散很容易識(shí)別，因?yàn)橹挥兴挥趂S/2處，并可輕松地進(jìn)行補(bǔ)償。增益、時(shí)序和帶寬不匹配都會(huì)在輸出頻譜的fS/2 ± fIN 處產(chǎn)生雜散；因此，隨之而來的問題是：如何確定它們各自的影響。圖8以簡(jiǎn)單的圖形方式指導(dǎo)如何從交織型ADC的不同不匹配中識(shí)別雜散來源。

圖8. 交錯(cuò)式不匹配的相互關(guān)系。

如果只是考察增益不匹配，那么它就是一個(gè)低頻（或直流）類型的不匹配。通過在直流附近執(zhí)行低頻增益測(cè)量，然后在較高的頻率處執(zhí)行增益測(cè)量，可將帶寬不匹配的增益分量與增益不 匹配分離。增益不匹配與頻率無函數(shù)關(guān)系，而帶寬不匹配的增益分量與頻率呈函數(shù)關(guān)系。對(duì)于時(shí)序不匹配，可以采用類似的方法。在直流附近執(zhí)行低頻測(cè)量，然后在較高的頻率下執(zhí)行后續(xù)測(cè)量，以便將帶寬不匹配的時(shí)序分量與時(shí)序不匹配分離。

結(jié)論

最新通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)、尖端雷達(dá)技術(shù)和超高帶寬測(cè)量設(shè)備似乎始終領(lǐng)先于現(xiàn)有的ADC技術(shù)。在這些需求的推動(dòng)下，ADC的用戶和制造商都想方設(shè)法，試圖跟上這些需求的步伐。與提高典型ADC轉(zhuǎn)換速率的傳統(tǒng)方式相比，交錯(cuò)ADC可以更快的速度實(shí)現(xiàn)更寬的帶寬。將兩個(gè)或更多ADC交錯(cuò)起來，可以增加可用帶寬，并以更快的速度滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求。然而，交錯(cuò)ADC并非沒有代價(jià)，ADC之間的不匹配不容忽視。雖然不匹配確實(shí)存在，但了解其本質(zhì)及如何正確處理它們，設(shè)計(jì)人員就能更加明智地利用這些交織型ADC，并滿足最新系統(tǒng)設(shè)計(jì)不斷增長(zhǎng)的要求。

責(zé)任編輯：lq