在放大器電路設(shè)計(jì)中，你一定被被一些最常見的問題給“坑”過，這里為大家介紹一些最為常見的設(shè)計(jì)問題，提出了實(shí)用的解決方案，供各位俠士參考學(xué)習(xí)哦~

缺少直流偏置電流回路

最常見的應(yīng)用問題之一是在交流耦合運(yùn)算放大器或儀表放 大器電路應(yīng)用中，沒有為偏置電流提供直流回路。圖1 中，一個(gè)電容串接在一個(gè)運(yùn)算放大器的同相（+）輸入端。這 種交流耦合是隔離輸入電壓（VIN）中的直流電壓的一種簡單 方法。這種方法在高增益應(yīng)用中尤為有用，在增益較高 時(shí)，即使是放大器輸入端的一個(gè)較小直流電壓，也會影響 運(yùn)放的動態(tài)范圍，甚至可能導(dǎo)致輸出飽和。然而，容性耦 合進(jìn)高阻抗輸入端而不為正輸入端中的電流提供直流路徑 的做法會帶來一些問題。

輸入偏置電流流經(jīng)耦合電容，給其充電，直到超過放大器 輸入電路的額定共模電壓或超過輸出限值。根據(jù)輸入偏置 電流的極性，電容充電或者向正電源電壓方向，或者向負(fù) 電源電壓方向。這個(gè)偏置電壓會被放大器的閉環(huán)直流增益 放大。

這一過程可能較長。例如，對于一個(gè)帶有場效應(yīng)晶體管 （FET）輸入端的放大器，若其偏置電流為1 pA，通過一個(gè) 0.1-μF的電容進(jìn)行耦合，則其IC充電率I/C為

10–12/10–7 = 10 μV/秒

合600 μV/分。如果增益為100，則輸出漂移為0.06 V/分。可 見，如果采用交流耦合示波器做短時(shí)間的測試可能無法檢 測出這一問題，電路要在數(shù)小時(shí)后才會發(fā)生故障。總之， 避免這一問題是非常重要的。

圖2 雙電源供電運(yùn)算放大器輸入端交流耦合的正確方法

圖2所示即是這一常見問題的一種簡單解決方案。此例 中，一個(gè)電阻連接在運(yùn)算放大器的輸入端與地之間，從而 為輸入偏置電流提供了一個(gè)回路。為最小化輸入偏置電流 導(dǎo)致的失調(diào)電壓，在使用雙極性運(yùn)放的時(shí)候，考慮運(yùn)放兩 個(gè)輸入端的匹配問題，通常將R1設(shè)為R2和R3的并聯(lián)值。

但要注意的是，該電阻始終會給電路帶來一定噪聲，因而 需在電路輸入阻抗、所需輸入耦合電容大小與電阻引進(jìn)的 約翰遜噪聲之間進(jìn)行權(quán)衡。典型電阻值一般在100，000 Ω至 1 MΩ之間。

類似問題也會影響儀表放大器電路。圖3所示的是通過兩 個(gè)電容進(jìn)行交流耦合的儀表放大器電路，也沒有為輸入偏 置電流提供回路。該問題常見于采用雙電源供電（圖3a）和 單電源供電（圖3b）的儀表放大器電路中。

圖3 錯(cuò)誤的交流耦合儀表放大器電路

如圖4所示，如果變壓器次級電路中未提供直流到地回 路，這個(gè)問題也會發(fā)生在利用變壓器耦合的電路中。

圖5和圖6給出了此類電路的簡單解決方案。在各輸入端與 地之間均添加了一個(gè)高值電阻（RA， RB）。對雙電源儀表放大 器電路來說，這是一個(gè)簡單而實(shí)用的解決方案。電阻為輸 入偏置電流提供了一個(gè)放電路徑。在雙電源示例中，兩個(gè) 輸入端均以地作為參考。在單電源示例中，輸入端既可以 地為參考（VCM接地）也可以一個(gè)偏置電壓為參考，該偏置電 壓通常為最大輸入電壓范圍的一半。

同一原理也可用于變壓器耦合輸入端（圖5），除非變壓器次 級繞組有中心抽頭，該中心抽頭既可接地，也可連接至 VCM。在這些電路中，存在一個(gè)因電阻和/或輸入偏置電流 不匹配導(dǎo)致的較小失調(diào)電壓誤差。為使此類誤差最小，可 在儀表放大器的兩個(gè)輸入端之間連接電阻值約為兩個(gè)電阻 十分之一（但與差分源電阻相比，該值仍較大）的另一個(gè)電 阻（從而將兩個(gè)電阻橋接起來）。

為儀表放大器、運(yùn)算放大器和ADC提供基準(zhǔn)電壓

圖7所示的是一個(gè)單電源電路，是用一個(gè)儀表放大器驅(qū)動 一個(gè)單端模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）。放大器基準(zhǔn)電壓源提供零差 分輸入時(shí)的偏置電壓，而ADC基準(zhǔn)電壓源則提供比例因 子。通常在儀表放大器輸出端與ADC輸入端之間使用一個(gè) 簡單的RC低通抗混疊濾波器來降低帶外噪聲。設(shè)計(jì)師一般 傾向于采取簡單的辦法，比如利用電阻分壓，來為儀表放 大器和ADC提供基準(zhǔn)電壓。在某些儀表放大器應(yīng)用中，這 種方法有可能導(dǎo)致誤差。

正確提供儀表放大器基準(zhǔn)電壓

通常認(rèn)為儀表放大器基準(zhǔn)輸入端是高阻抗，因?yàn)樗且粋€(gè) 輸入端口。因此，設(shè)計(jì)師可能將高阻抗源，比如電阻分壓 器連接至儀表放大器的基準(zhǔn)電壓引腳。對于某些類型的儀 表放大器，這可能導(dǎo)致嚴(yán)重錯(cuò)誤（見圖8）。

例如，一種流行的儀表放大器設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)采用三運(yùn)算放大 器，其連接方法如圖8所示?？?a target="_blank">信號增益為

若通過低阻抗源驅(qū)動，基準(zhǔn)輸入端的增益為單位增益。但 在此例中，儀表放大器的基準(zhǔn)引腳直接與一個(gè)簡單的分壓 器相連。這破壞了減法電路的對稱性以及分壓電路的分配 比，降低了儀表放大器的共模抑制能力及其增益精度。但 在某些情況下，R4是可調(diào)的，因而可降低其電阻值，降低 量等于分壓電阻的并聯(lián)值（本例為50 kΩ）。此時(shí)，電路的表 現(xiàn)就像是將相當(dāng)于電源電壓一半的低阻抗電壓源連接到保 持原始值的R4上。此外，還可使減法器的精度維持不變。

如果儀表放大器采用單芯片封裝（IC），則不能使用這種方 法。另一考慮因素是，分壓器電阻的溫度系數(shù)還應(yīng)能跟蹤 R4以及減法電路中的其它電阻。最后，這種方法排除了調(diào) 節(jié)基準(zhǔn)電壓的可能。另一方面，如果試圖通過在分壓器中 使用小電阻值來降低附加電阻，則會增加電源的耗散電 流，進(jìn)而增加電路功耗。這并非好的設(shè)計(jì)方法。

圖9給出了一種較好的解決方案，該方案在分壓器與儀表 放大器基準(zhǔn)輸入端之間采用了一個(gè)低功耗運(yùn)放緩沖器。這 種方法消除了阻抗匹配和溫度跟蹤問題，并且允許輕松調(diào) 節(jié)基準(zhǔn)電壓。

在利用電阻分壓供電電源給運(yùn)放提供基準(zhǔn)的情況 下保持PSR

一個(gè)經(jīng)常被忽視的問題是，電源電壓VS的噪聲、跳變、或 漂移會反饋到基準(zhǔn)輸入端進(jìn)而直接疊加到輸出上，僅受分 壓比影響而衰減。實(shí)際的解決方案包括采用旁路和濾波 器，甚至用高精度的基準(zhǔn)IC，比如ADR121，來產(chǎn)生基準(zhǔn) 電壓，而不是對VS進(jìn)行分壓。

在設(shè)計(jì)同時(shí)采用儀表放大器和運(yùn)算放大器的電路時(shí)，這種 考慮非常重要。電源抑制（PSR）技術(shù)可將放大器與電源嗡嗡 聲、噪聲以及跳變電壓隔離。這一點(diǎn)非常重要，因?yàn)樵S多 實(shí)際電路都包含、連接至或存在于電源電壓不夠理想的環(huán) 境。除此之外，電源線路中存在的交流信號可能流回電路 并被放大，在某種條件下，還可能激發(fā)寄生振蕩。

現(xiàn)代運(yùn)算放大器和儀表放大器的設(shè)計(jì)已具有出色的低頻電 源抑制性能。多數(shù)工程師也將此視為必然。許多現(xiàn)代運(yùn)算 放大器和儀表放大器的PSR值達(dá)80 dB至100 dB以上，可使電 源變化的影響降低1萬至10萬倍。即使PSR值僅為40 dB，電 源變化與放大器間的隔離系數(shù)也可達(dá)100。然而，高頻旁 路電容（如圖1至圖7所示）總是可取的，往往也是必要的選 擇。此外，當(dāng)設(shè)計(jì)師利用簡單的電阻分壓器來分壓供電電 源以及運(yùn)放緩沖器來為儀表放大器提供基準(zhǔn)電壓時(shí)，電源 電壓的任何變化都會幾乎沒有衰減的順利通過電路，直接 疊加到儀表放大器的輸出電平上。因此，除非采用低通濾 波器，否則，IC將失去通常較為出色的PSR性能。

在圖10中，一個(gè)大電容被加至分壓器，以濾除電源變化， 從而使PSR保持不變。該濾波器的?3 dB極點(diǎn)由R1/R2并聯(lián)組 合及電容CF設(shè)定。該極點(diǎn)應(yīng)設(shè)為低于所關(guān)心的最低頻率10 倍左右。

圖10給出了一組?3 dB極點(diǎn)頻率約為0.03 Hz的參數(shù)?？缃釉?R3兩端的小電容（0.01 μF）可使電阻噪聲最小。

濾波器充電需要一定時(shí)間。根據(jù)圖中所示值，基準(zhǔn)輸入端 的上升時(shí)間為幾個(gè)時(shí)間常數(shù)（其中，T = R3Cf = 5 s），大約10 至15秒左右。

圖11所示電路作了進(jìn)一步改進(jìn)。這種情況下，運(yùn)放緩沖器 充當(dāng)一個(gè)有源濾波器，可以用較小的電容實(shí)現(xiàn)等量的電源 去耦。此外，有源濾波器可設(shè)計(jì)提供更高的Q值，從而獲 得更快的開啟時(shí)間。

基于圖11所示元件值，對電路進(jìn)行了測試。其中，電源電 壓為12 V，6 V濾波后的基準(zhǔn)電壓被提供給儀表放大器。一 個(gè)頻率可調(diào)的1 V峰峰值正弦波被用來調(diào)制12 V電源，并將 儀表放大器增益設(shè)為單位增益。在這些條件下，用示波器 監(jiān)測VREF和儀表放大器的輸出，隨著頻率的降低，示波 器上未出現(xiàn)交流信號，直到接近8 Hz。在連接低電平輸入信 號到儀表放大器時(shí)，測得該電路的電源范圍為4 V至25 V以 上。電路開啟時(shí)間約為2秒。

對單電源運(yùn)算放大器電路進(jìn)行去耦

單電源運(yùn)算放大器電路要求對輸入共模電平進(jìn)行偏置以處 理正負(fù)擺動的交流信號。當(dāng)采用電阻分壓供電電源的方法 來提供偏置時(shí)，必須進(jìn)行足夠的去耦處理，以維持PSR不 變。

一種常見的，但是錯(cuò)誤的做法是通過一個(gè)帶有0.1 μF旁路電 容的100 kΩ/100 kΩ分壓電路來向運(yùn)算放大器的同相端提供 VS/2偏置。如果使用這些值，電源去耦往往顯得不足，因 為其極點(diǎn)頻率僅為32 Hz。

當(dāng)電路工作在不穩(wěn)定的環(huán)境下，圖12（同相放大）和圖13（反 相放大）給出了如何獲得最佳效果的VS/2去耦偏置電路。兩 種情況下，偏置功能均由同相輸入端提供，反饋使反相輸 入端獲得相同的偏置，而單位直流增益則將輸出偏置為同 一電壓。耦合電容C1與BW3一致，滾降低頻增益。

如圖12所示，在使用100 kΩ/100 kΩ電阻分壓電路的時(shí)候， 一條經(jīng)驗(yàn)法則是，使用值至少為10 μF的C2，實(shí)現(xiàn)0.3 Hz時(shí)有 ?3 dB的滾降特性。實(shí)際上，100 μF（0.03 Hz極點(diǎn)頻率）的值就 足以應(yīng)付所有電路了。